Ｍｉｍｏ送信機用ｓｃ−ｑｏｓｔｆｂｃ符号

专利摘要:
無線通信の分野における（４つの）送信アンテナのためのＳＣ−ＱＯＳＴＦＢＣ（「単一搬送波擬似直交空間時間周波数ブロック符号」を表す）、より具体的には、特にＯＦＤＭに類似の送信方式と連携して使用されるＭＩＭＯ（多入力多出力）またはＭＩＳＯ（多入力単出力）通信のコンテキストにおいて有用な符号化および復号方式である。これらの符号は、モノアンテナ方式において送られるであろうコンステレーションを第１のアンテナ上で送ることと、等価なコンステレーションをその他のアンテナ上で送ることとに基づく。ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭと関連付けた場合に各送信アンテナにおいて低ＰＡＰＲ特性を保つように設計される。
公开号:JP2011510519A
申请号:JP2009549369
申请日:2008-01-25
公开日:2011-03-31
发明作者:カステラン、ダミアン；シオシナ、クリスティーナ；ブルネル、ロイク；モティエ、ダヴィド
申请人:ミツビシ・エレクトリック・アールアンドディー・センター・ヨーロッパ・ビーヴィＭｉｔｓｕｂｉｓｈｉ Ｅｌｅｃｔｒｉｃ Ｒ＆Ｄ Ｃｅｎｔｒｅ Ｅｕｒｏｐｅ Ｂ．Ｖ．；三菱電機株式会社；
IPC主号:H04J99-00

专利说明:

[0001] 本発明は、無線通信の分野に関し、より具体的には、特にＯＦＤＭに類似の送信方式と連携して使用されるＭＩＭＯ（多入力多出力）またはＭＩＳＯ（多入力単出力）通信のコンテキストにおいて有用な符号化および復号方式に関する。]
背景技術

[0002] 符号化ＯＦＤＭ（ＣＯＦＤＭ）などの直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）は、周波数分割多重化（ＦＤＭ）の原理に基づくが、デジタル変調方式として実装される。送信すべきビットストリームは、複数（典型的には数十〜数千）の並列ビットストリームに分割される。利用可能な周波数スペクトルを複数のサブチャネルに分割し、副搬送波を標準的な変調方式（例えばＰＳＫ、ＱＡＭ等）を使用して変調することにより、低レートビットストリームのそれぞれを１つのサブチャネルを通じて送信する。各副搬送波の周波数は、変調されたデータストリームが互いに直交するように、すなわちサブチャネル間のクロストークがなくされるように選択される。この直交性は、ある副搬送波のシンボルレートだけ各副搬送波が均等に離間されている場合に生じる。]
[0003] ＯＦＤＭの主たる利点は、複雑な(complex)等化フィルタなしで過酷なチャネル条件（例えばマルチパスおよび狭帯域干渉）に対処できることである。チャネル等化は、１つの高速変調された広帯域信号でなく、多くの低速変調された狭帯域信号を使用することにより単純化される。]
[0004] ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭと呼ばれる変形が開発されている。このシステムでは、送信すべき各シンボルをＤＦＴ（離散フーリエ変換）により１組の送信周波数に拡散させ、その結果生じる信号を従来のＯＦＤＭ送信システムで送る。]
[0005] 図１は、送信機についての周波数領域における符号化実装を示す。実際の実装は、周波数領域または時間領域のいずれでも行うことができる。しかし、簡潔さのため（特にＭＩＭＯ方式を使用する場合）、および異なる周波数帯域において放射する放射器間の周波数分離可能性を向上させるため、周波数領域における実装が好ましい。送信すべきデータは、符号化および変調モジュール１．１により符号化され、シンボル上にマッピングされ、１組のシンボルｘnが与えられる。次いで、ＦＦＴ（高速フーリエ変換）モジュール１．２により、信号を周波数領域において拡散させる。次いで、ゼロ挿入（時間領域におけるオーバーサンプリングに相当）、周波数整形、周波数転換、および恐らくはフィルタリングを含み得る周波数マッピングステップ１．３が行われる。ゼロ挿入が含まれる場合、周波数マッピングモジュール１．３の出力は、Ｎ’＝Ｎ（以下では簡潔さのため、および一般性を失うことなくそのように仮定する）でないとすれば、サイズがＮより大きいＮ’であるベクトルとなる。信号は、送信のためＩＦＦＴ（逆高速フーリエ変換）１．４により時間領域に再変換され、ｘnシンボルに等しくないにしても非常に近い１組のシンボルｘ’nが与えられる。送信の前に、任意選択でサイクリックプレフィクス挿入１．５を適用してもよい。] 図１
[0006] 図２は、受信機についての周波数領域における復号実装を示す。まずステップ２．１において、受信データが同期される。符号化器がサイクリックプレフィクスを挿入している場合は、ステップ２．２においてそれらを除去する。次いで、高速フーリエ変換２．３を適用し、信号を周波数領域に変換する。次いで、チャネル推定ステップ２．７により得られるチャネル条件に関するデータを使用して、等化ステップ２．４を行う。次いで、データを逆高速フーリエ変換２．５により逆拡散し、その後、復調およびチャネル復号ステップ２．６を行う。] 図２
[0007] このシステムは良好な特性を有し、特に、送信信号は、単一搬送波システムに似た低ＰＡＰＲ（ピーク対平均パワー比）の包絡線特性を保つ。このＤＦＴｓｐｅａｒｄ ＯＦＤＭは、ＳＣ−ＦＤＭＡ（「単一搬送波周波数分割多元接続(Single Carrier Frequency Division Multiple Access)」を表す）とも呼ばれる。]
[0008] 信号にサイクリックプレフィクスが挿入されている場合は特に、受信機を周波数領域におけるＭＭＳＥ（最小平均二乗誤差）線形等化器で実装することが簡単である。]
[0009] 放射器において複数のアンテナを使用する（ＭＩＳＯシステムに通じる）、または放射器および受信機の両方において複数のアンテナを使用する（ＭＩＭＯシステムに通じる）ことにより、送信のロバスト性を向上できることが知られている。このロバスト性の向上により、古典的なレンジ対帯域幅のトレードオフを調整することでレンジまたは帯域幅を増加させることができる。いくつかのダイバーシティ方式を使用しても、放射器に複数アンテナがあることの利点を得ることができる。]
[0010] Ａｌａｍｏｕｔｉは、送信すべき情報を空間においては複数の異なるアンテナにより拡散させ、時間においては複数の異なる時間スロットを使用して拡散させる空間時間ブロック符号（ＳＴＢＣ）を開発した。Ａｌａｍｏｕｔｉ符号に関する参照文献には、「Ａ ｓｉｍｐｌｅ ｔｒａｎｓｍｉｔ ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ ｔｅｃｈｎｉｑｕｅ ｆｏｒ ｗｉｒｅｌｅｓｓ ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ」（ＩＥＥＥジャーナル、Ｓｅｌｅｃｔ． Ａｒｅａｓ Ｃｏｍｍｕｎ．、第１６巻、１４５１〜１４５８ページ、１９９８年１０月）がある。]
[0011] ２つのアンテナについては、Ａｌａｍｏｕｔｉは、完全ダイバーシティおよびレート１を有する単純な直交空間−時間ブロック符号（ＯＳＴＢＣ）を与えた。これはすなわち、単一送信アンテナシステムにより達成されるのと同じレート（２アンテナシステムで達成可能な最大データレートの半分）を提供するものである。この符号は、次式により記述される：



…（１）]
[0012] 次式により等価形態が与えられる：



…（２）]
[0013] 上で与えられた符号に転置、符号変更、または複素共役などの演算を適用することにより、他の符号行列を得ることができる。チャネルがｔ1とｔ2との間で変動しない限り、かつチャネルを単純な乗算により特徴付けることができる限り、最適（ＭＬ）復号は非常に単純である（行列反転を伴わない）。]
[0014] ３つ以上の送信アンテナについては、完全ダイバーシティおよび送信レート１を有する複素直交設計は不可能であることが証明されている。３つ以上のアンテナについての拡張Ａｌａｍｏｕｔｉ方式（結果的には擬似直交（ＱＯ）設計となる）が、Ｊａｆａｒｋｈａｎｉおよびその他により紹介されている。参照文献には、≪Ｈ．Ｊａｆａｒｋｈａｎｉによる「Ａ Ｑｕａｓｉ−Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｓｐａｃｅ−Ｔｉｍｅ ｂｌｏｃｋ Ｃｏｄｅ」ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ、２００１年１月≫、≪Ｃ．Ｐａｐａｄｉａｓ、Ｇ．Ｆｏｓｃｈｉｎｉによる「Ａ ｓｐａｃｅ−ｔｉｍｅ ｃｏｄｉｎｇ ａｐｐｒｏａｃｈ ｆｏｒ ｓｙｓｔｅｍｓ ｅｍｐｌｏｙｉｎｇ ｆｏｕｒ ｔｒａｎｓｍｉｔ ａｎｔｅｎｎａｓ」ＩＥＥＥＩＣＡＳＳＰ ２００１≫、および≪Ｍ．Ｒｕｐｐ、Ｃ．Ｆ．Ｍｅｃｋｌｅｎｂｒａｅｕｋｅｒによる「Ｏｎ ｅｘｔｅｎｄｅｄ Ａｌａｍｏｕｔｉ Ｓｃｈｅｍｅｓ ｆｏｒ Ｓｐａｃｅ−Ｔｉｍｅ Ｃｏｄｉｎｇ」ＷＰＭＣ’０２、ハワイ州ホノルル市、２００２年１０月≫がある。これらの符号は、次式により表すことができる：



…（３）]
[0015] 「擬似直交性」とは、Ａの列のほとんどが互いに直交することを意味する。擬似直交性により、ＭＬ復号が単純化される。ＭＭＳＥおよびＺＦの古典的な復号器も、良好な性能を与える。いくらかのダイバーシティ損失と引き替えに、Ｊａｆａｒｋｈａｎｉ符号は、４つのアンテナでの最大送信レートの１／４のデータ送信レート１を保つ。上記方式（１〜３）のすべては、当然、ＯＦＤＭまたはＯＦＤＭに類似の変調方式と良好に組み合わせられる。]
発明が解決しようとする課題

[0016] 課題は、ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭと関連付けた場合に各送信アンテナにおいて低ＰＡＰＲ特性を保つ、４つの送信アンテナのための空間−時間符号または空間−周波数符号を設計することである。復号の容易さは、周波数領域における受信機での実装に依拠している。このため、周波数領域における送信機での方式の特徴を簡単に述べる。しかし、時間領域においても等価な実装を行うことができる。]
[0017] Ｊａｆａｒｋｈａｎｉは、そのＱＯＳＴＢＣ方式を時間次元において実装することを提案している。すなわち、送信すべきシンボルを同じ周波数（副搬送波）上で、しかし４つの異なる時間スロット（すなわち、４つの連続するＯＦＤＭ型シンボル）上で事前符号化する方式である。しかし、４つの時間スロットを使用することは、特に３ＧＰＰ／ＬＴＥのコンテキストにおいて、煩わしい。ＴＤＤモードでは、フレーム長が可変であり、４の倍数のスロットを含まなければならないことは、厳しい制約である。さらに、すべてのシステムについて、４つのスロットが常に組み合わされるのであれば、粒度(granularity)が４倍になってしまう。]
[0018] 別の可能性は、周波数領域における方式（この場合、ＱＯＳＦＢＣ（「擬似直交空間周波数ブロック符号」を表す）と呼ぶ）をＳＣ−ＦＤＭＡと組み合わせることである。これは、同じＯＦＤＭ型シンボルの４つの隣接する副搬送波上で実装することもできる。しかし、この場合は、行われる周波数操作が原因となって、アンテナ２、３、および４上で送信される信号が、もはや単一搬送波（ＳＣ）信号の包絡線特性を保たなくなる。]
[0019] この課題に対処するため、本発明は、他のアンテナ上で等価なコンステレーションを送ることに基づく４つの送信アンテナのためのＳＣ−ＱＯＳＦＢＣ（「単一搬送波擬似直交空間周波数ブロック符号(Single Carrier - Quasi Orthogonal Space Frequency Block Code)」を表す）を提案する。これは、第１のアンテナの信号に適用されるパラメータ変換であって、それによりその他の３つのアンテナ上で送られる信号を与えるものを使用して定式化することができる。]
[0020] 本発明のほとんどの実施形態では、単一搬送波擬似直交空間周波数ブロック符号を用いて低ＰＡＰＲ特性を保つという利点が得られる。]
課題を解決するための手段

[0021] 本発明は、少なくとも４つの送信アンテナを備える放射器による無線データ放射方法であって、第１のアンテナ上で送信される信号は、周波数領域において、サイズＭのＤＦＴの結果であると考えられ、第１のアンテナ上でＭ個の副搬送波の各々でシンボルが放射されることになり、ＳＣ（ｐ）関係は、式



（ｋ＝０〜Ｍ−１）により定義され、第１のアンテナ上で放射すべき信号Ｓから第２のアンテナＴｓ上で放射すべき信号を与え、ｐは０とＭ−１との間のパラメータであり、ｋは周波数領域における各副搬送波についてのインデックスであり、４つのアンテナからなるグループのそれぞれは、アンテナの組を２つ定義し、本方法は、各アンテナ上で信号を放射するステップを含み、このステップにおいて、
−４つのアンテナからなるグループのそれぞれについて、１〜３個のアンテナを備えるいずれの不完全グループも、
完全なグループにおいて、
−各組において、アンテナ上で放射される信号が、ＳＣ（ｐ）関係により関係付けられ、
−第１の組のアンテナのうち一方で放射される信号と、第２の組のアンテナのうち一方で放射される信号とが、単一搬送波特性を保つ第２の関係により関係付けられ、
−４つのアンテナの第１のグループのアンテナのうちの１つのアンテナ上で放射される信号と、別のグループの１つのアンテナ上で放射される信号とが、単一搬送波特性を保つ第３の関係により関係付けられた
後に、その完全なグループからいくつかのアンテナが抑制されたものとして扱われる、無線データ放射方法に関する。]
[0022] 特定の実施形態によれば、第２の関係は、式



（ｋ＝０〜Ｍ−１）により定義される関係Ｓｈｉｆｔ（ｐ）である。]
[0023] 特定の実施形態によれば、ｐ＝Ｍ／２である。]
[0024] 特定の実施形態によれば、第２の関係は、式



（ｋ＝０〜Ｍ−１）により定義される関係Ｆｌｉｐ（ｐ）である。]
[0025] 特定の実施形態によれば、第２の関係は、式



（ｋ＝０〜Ｍ−１）により定義される関係Ａｌｔｃｏｎｊである。]
[0026] 特定の実施形態によれば、第２の関係は、共役である。]
[0027] 特定の実施形態によれば、第２の関係は、恒等である。]
[0028] 特定の実施形態によれば、第３の関係は、Ｓｈｉｆｔ関係である。]
[0029] 特定の実施形態によれば、第２の関係は、同じ時間スロットのシンボルに適用される。]
[0030] 特定の実施形態によれば、第２の関係は、異なる時間スロットのシンボルに適用される。]
[0031] 特定の実施形態によれば、第２の関係は、連続する時間スロットのシンボルに適用される。]
[0032] 特定の実施形態によれば、各送信アンテナ上で時間シフト演算が導入され、各アンテナに適用されるシフト値Ｌiは、符号化シーケンスのサイズＮよりも小さく、複数のアンテナに適用されるシフト値Ｌiは、すべて等しいわけではなく、各アンテナに適用されるシフト値Ｌiは、Ｎを法として適用される。]
[0033] 特定の実施形態によれば、各送信アンテナ上で時間遅延演算が導入され、複数のアンテナに適用される遅延値Ｌiは、すべて等しいわけではない。]
[0034] また、本発明は、上記方法のうちの１つに従い信号を送信する手段を備える、少なくとも４つの送信アンテナを備える無線データ放射器に関する。]
[0035] また、本発明は、上記方法のうちの１つに従い送信される信号を復号する手段を備える、無線データ受信機に関する。]
[0036] 本発明の特徴は、以下の例示的実施形態の説明を読めばより明らかになろう。前記説明は、下記の添付図面を参照して行われる。]
図面の簡単な説明

[0037] ＳＣ−ＦＤＭＡシステムにおける送信部の周波数における実装を表す。
ＳＣ−ＦＤＭＡシステムにおける受信部の周波数における実装を表す。
Ｍ＝８、ｐ＝４についてのＳＣ−ＯＳＦＢＣマッピングの例を表す。
ＳＣ−ＯＳＦＢＣマッピングの説明図である。
Ｍ＝１２、ｐ＝４についてのＳＣ−ＱＯＳＦＢＣマッピングの例を表す。
ＳＣ−ＱＯＳＦＢＣ符号化表現の説明図である。
Ｍ＝８、ｐ＝２についてのＳＣ−ＱＯＳＦＢＣマッピングの例を表す。
ＳＣ−ＱＯＳＦＢＣの８つのアンテナを用いる符号化表現の例を表す。
ＳＣ−ＱＯＳＦＢＣ方式の８つのアンテナの間の関係を示す表である。
ＳＣ−ＱＯＳＴＦＢＣ符号化表現の例を表す。
Ｍ＝８、ｐ＝４についてのＳＣ−ＱＯＳＴＦＢＣマッピングの例を表す。
ＳＣ−ＱＯＳＴＦＢＣ符号化表現の第２の例を表す。
ＳＣ−ＱＯＳＴＦＢＣ符号化表現の第３の例を表す。
符号化器の周波数における実装例を表す。
符号化器の周波数における第２の実装例を表す。
符号化器の時間における実装例を表す。
１つのアンテナを有する受信機の周波数における実装例を表す。
Ｎｒ個のアンテナを有する受信機の周波数における実装例を表す。
時間シフトモジュールを有する符号化器を表す。
遅延モジュールを有する符号化器を表す。]
実施例

[0038] ２つの送信アンテナを用いるＳＣ−ＦＤＭＡとコンパチブルなＳＦＢＣ、すなわちＳＣ−ＯＳＦＢＣ（「単一搬送波直交空間周波数ブロック符号」を表す）は、≪Ｃ．Ｃｉｏｃｈｉｎａ、Ｄ．Ｃａｓｔｅｌａｉｎ、Ｄ．Ｍｏｔｔｉｅｒ、およびＨ．Ｓａｒｉによる「Ａ Ｎｏｖｅｌ Ｓｐａｃｅ−Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｃｏｄｉｎｇ Ｓｃｈｅｍｅ ｆｏｒ Ｓｉｎｇｌｅ−Ｃａｒｒｉｅｒ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎｓ」パーソナル、屋内、および移動通信に関する第１８回ＩＥＥＥ国際シンポジウム（ＰＩＭＲＣ’０７）、ギリシャ国アテネ市、２００７年９月≫および≪Ｃ．Ｃｉｏｃｈｉｎａ、Ｄ．Ｃａｓｔｅｌａｉｎ、Ｄ．Ｍｏｔｔｉｅｒ、およびＨ．Ｓａｒｉによる「Ｓｉｎｇｌｅ−Ｃａｒｒｉｅｒ Ｓｐａｃｅ−Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｂｌｏｃｋ Ｃｏｄｉｎｇ：Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ Ｅｖａｌｕａｔｉｏｎ」ＩＥＥＥ第６６回車両技術カンファレンス（２００７年秋ＶＴＣ）米国ボルティモア市、２００７年９月２９日〜１０月３日≫において紹介されている。これらの符号は、同出願人から出願され優先権を主張する欧州特許出願第０７００３１９１号においても記載されている。周波数領域における実装については、ＳＣ−ＯＳＦＢＣは、以下のステップを含む：
・組（ｋ1，ｋ2）を形成する。ただしｋ1，ｋ2∈｛０，１，．．．．Ｍ−１｝であり、（ｋ2＝（ｐ−１−ｋ1） ｍｏｄ Ｍ）である。式中、ｐは偶数の整数であり、ＭはＤＦＴのサイズを表す。
・



を選択し（ここで、ｓ0...M-1は、第１の送信アンテナ上にマッピングされるＤＦＴのＭ個の出力である）、符号化行列



および



を交互に考慮してＯＳＦＢＣ符号化を行う。]
[0039] この結果、次式が得られる：



…（４）]
[0040] この種のマッピングの例を図３に示す。この図は、Ｍ＝８について、アンテナＴｘ１の副搬送波上で放射されるシンボルを示している。副搬送波は、図示のようにペアリングされている。いくつかの組、例えばアレイの左側に示す組には、第１のタイプの符号化、すなわち符号化行列



が適用され、他の組、例えばアレイの右側のリンクにより示す組には、第２のタイプの符号化、すなわち符号化行列



が適用される。符号化行列の選択は、ｋ1のパリティに依存する。符号化の結果、アンテナＴｘ２について示すようなシンボルが得られる。] 図３
[0041] 他の等価な方式も存在する。符号化に関与する副搬送波間の距離は、パラメータｐにより固定されていることに留意されたい。（ｋ1，ｋ2）間の最大距離を最小化するためには、このようにアンテナが２つの場合、ｐ＝Ｍ／２を選択すべきである。他のｐ（偶数）を選択しても、有効なＳＣ−ＯＳＦＢＣマッピングが導かれる。]
[0042] 時間領域における実装も可能である。ＳＣ−ＦＤＭＡ／ＯＦＤＭＡに類似の変調前の変調シンボルをｘn（ｎ＝０．．．Ｍ−１）により示す場合、時間領域における実装は、第２のアンテナ上で次式の等価なコンステレーションを送ることを含む：



…（５）]
[0043] この種のマッピング（以下ではＳＣ（ｐ）と示す）の利点は、両方の送信アンテナ上で信号のＳＣ特性が保たれ、また、ＳＦＢＣのフレキシビリティの利益も得られる、すなわち１つのＯＦＤＭ時間スロットしか符号化方式に関与しない、ということである。以下、本明細書では、この関係を図４のように示す。この図は、アンテナＴｘ２上で放射されるシンボルが、アンテナＴｘ１上で放射されるシンボルに関数ＳＣ（ｐ）を適用した結果であることを示している。反転させた関係は−ＳＣ（ｐ）と示す。] 図４
[0044] 課題は、符号化および復号が容易で、各送信アンテナにおいて低ＰＡＰＲ特性を保つ、４つの送信アンテナのための空間−時間符号または空間−周波数符号を設計することである。復号の容易さは、周波数領域における受信機での実装に依拠している。]
[0045] この課題に対処するため、次式で与えるＱＯ Ｊａｆａｒｋｈａｎｉ符号の２つの異なる形態を構築する：



…（６）



…（７）]
[0046] 次いで、複数のグループ（ｋ1，ｋ2，ｋ3，ｋ4）を形成する。ただし、ｋ1，ｋ2，ｋ3，ｋ4∈｛０，１，．．．．Ｍ−１｝である。ここで：



…（８）
式中、ＭはＤＦＴ事前符号化器のサイズを表し、ｐは偶数の整数である。]
[0047] 次式を選択する：



…（９）
（式中、ｓ0...M-1は考慮される瞬間におけるＤＦＴのＭ個の出力である）、偶数のｋ1については符号化行列



を考慮して符号化を行い、奇数のｋ1については符号化行列



を考慮してＱＯＳＦＢＣ符号化を行う。]
[0048] この結果、４つのアンテナ上の周波数サンプルの間の関係が次式のようになる：



…（１０）]
[0049] これらの関係から、図５および図６に示す表現が導かれる。図５は、Ｍ＝１２、ｐ＝４、（ｋ1，ｋ2，ｋ3，ｋ4）＝｛（０，３，９，６），（１，２，８，７），（４，１１，５，１０）｝についてのＳＣ−ＱＯＳＦＢＣマッピングの例である。図６は、同符号の関係の表現であり、ＳＣは上で定義した関係であり、−ＳＣはそれを反転させた関係であり、「ｓｈｉｆｔ」（シフト）は結果がパラメータ値をシフトさせた同じシンボルとなる関係である。シフトは、Ｍを法とするインデックス上で行われる。図７は、Ｍ＝８、ｐ＝２、（ｋ1，ｋ2，ｋ3，ｋ2）＝｛（０，１，５，４），（２，７，３，６）｝についてのＳＣ−ＱＯＳＦＢＣの他の例である。] 図５ 図６ 図７
[0050] いくつかのＭおよびｐの値、例えば図７に示すようにＭ＝８およびｐ＝２については、ｋ1が常に偶数であり、



のみが使用されることに留意されたい。] 図７
[0051] 時間領域における実装も可能である。ＳＣ−ＦＤＭＡ／ＯＦＤＭＡに類似の変調がされる前の変調シンボル（Ｔｘ１上でＳＣ−ＦＤＭＡ／ＯＦＤＭＡに類似の変調後に送られる）をｘn（ｎ＝０．．．Ｍ−１）により示すとすると、時間領域における実装は、Ｔｘ２、Ｔｘ３、およびＴｘ４上で周波数表現（１０）に対応する次式の等価なコンステレーションを送ることを含む：



…（１１）]
[0052] この種のマッピングにより、すべての送信アンテナ上で信号のＳＣ特性が保たれ、また、ＱＯＳＦＢＣのフレキシビリティの利益も得られる。]
[0053] この解決策は、４の倍数であるすべてのＭに適用可能である。符号化に関与する副搬送波間の距離は、パラメータｐにより固定されている。（ｋ1，ｋ2，ｋ3，ｋ4）間の最大距離を最小化するためには、ｐをＭ／４に直近の偶数の整数として選択すべきである（３Ｍ／４の極大距離に対応するであろう）。他のｐ（偶数）を選択しても、有効なＳＣ−ＱＯＳＦＢＣマッピングが導かれる。関連付けられるシンボルは、周波数において大きく隔てられていることがあり、これらの周波数は異なるチャネル応答に対応するため、性能がわずかに低下する。復号器における対応する複雑さの増加は、無視できる程度である。さらに、当初想定していたアプリケーション（３ＧＰＰ／ＬＴＥ）では、受信機は基地局において実装される。]
[0054] 等価な符号化方式を示すこともできる。それらのすべては、同じ特性を有し、とりわけ、低ＰＡＰＲを保つ。例として、符号化行列の組（６）−（７）を次式で置換する：



…（１２）



…（１３）]
[0055] （８）と組み合わせると、次式の符号化方式が得られる：



…（１４）]
[0056] 他にも等価な単純な方式が存在する。例えば、アンテナ信号を交換する、一部のアンテナ信号を反転させる、すべてまたは一部の信号の共役および／または負数を取る、信号のシフトさせた形態を取る、などがある。]
[0057] また、実際にはまったく同じマッピング結果となる他の記述（例えば、方程式）を用いることも可能である。]
[0058] 例えば、次式の符号化行列を適用することを考える：



…（１５）



…（１６）
しかし、次式のようにｋ3およびｋ4の順序を入れ替えたグループ（ｋ1，ｋ2，ｋ3，ｋ4）を考える：



…（１７）]
[0059] これは、（１０）とまったく同じマッピング結果となる。]
[0060] 他の等価な記述には、以下のものがある：
・ｋ1が偶数のときはｋ3とｋ4とを入れ替え、それ以外のときはｋ1とｋ2とを入れ替え、常に



を使用する（例えば、図５において（ｋ1，ｋ2，ｋ3，ｋ4）＝｛（０，３，６，９），（２，１，８，７），（４，１１，１０，５）｝を考える）。
・ｋ1が奇数のときはｋ3とｋ4とを入れ替え、それ以外のときはｋ1とｋ2とを入れ替え、常に



を使用する（例えば、図５において（ｋ1，ｋ2，ｋ3，ｋ4）＝｛（３，０，９，６），（１，２，７，８），（１１，４，５，１０）｝を考える）。] 図５
[0061] かかる等価な記述は、（１４）により表されるマッピングについて考えることができる。]
[0062] この方式は、より高い次元に一般化することができる。例として、８アンテナシステムについて、アンテナ１〜４に４アンテナ方式を適用し、アンテナ５〜９にも同じ方式を適用し、第５のアンテナ（または第２のグループにおける他のいずれかのアンテナ）により送信される信号が、第１のアンテナ（または第１のグループにおける他のいずれかのアンテナ）により送信された信号を（周波数領域において）シフトさせた形態である（シフトはＭ／４に等しい）ようにすることが可能である。これを図８に示す。] 図８
[0063] ４つのアンテナからなるグループのそれぞれについて、符号化方式を、上の段落で説明した等価な符号化方式で置換可能であることは明らかである。図８から、８つのアンテナのうちのいくつかを単純に抑制することにより、次元５〜７の符号化方式を定義することも容易である。８次元よりも高い次元への一般化は、単純である。例えば、１６次元方式は、２つのグループの８つのアンテナについて２つの８次元符号を使用し、第２のグループの１つのアンテナの信号が第１のグループの１つのアンテナの信号をシフトさせた形態（この場合、シフトはＭ／８）であるように定義することにより、定義することができる。次元９〜１５の符号も、やはり１６次元方式のアンテナのうちのいくつかを抑制することにより定義される。] 図８
[0064] 図８の８次元方式に関して、アンテナのうちのいくつかの信号の間の直交性を、図９の表において証明する。ＳＣ（ｘ）関係により関係付けられた信号は直交するものである。この８アンテナ方式は、ＳＣ包絡線特性を有し擬似直交する（すなわち、いくつかの次元について直交する）だけでなく、周波数領域における８つの搬送波のグループ（複数）による復号も可能にする。かかるグループの１つに対応する８つの搬送波は、以下の通りである：



…（１８）] 図８ 図９
[0065] ２の累乗とは異なる数のアンテナを得る方法を、４つのアンテナを用いるオリジナルの方式に適用できるということには、言及する価値がある。それにより、３つのアンテナを用いるオリジナルのシステムを得ることができる。他方、２アンテナ方式を得るのにこの方法を適用すれば、欧州特許出願第０７００３１９１号において既に特許化されているＳＣ（ｐ）方式が得られる。]
[0066] 上記の第１の提案された方式は、一度に１つのＯＦＤＭシンボルを使用する純粋な周波数符号化であり、その結果、同じ時間スロットのシンボルに方式が適用されることになるが、古典的なＳＴＢＣ方式は、一度に４つのＯＦＤＭシンボルを使用する。これらの方式の他に、時間および周波数における方式を定義することも可能であり、これを以下ではＱＯＳＴＦＢＣ（「擬似直交空間時間周波数ブロック符号(Quasi Orthogonal Space Time and Frequency Block Coding)」）と称する。この方式は、一度に２つの周波数および２つの時間スロット（すなわち、２つのＯＦＤＭシンボル）を使用する。しかし、２つの隣接する周波数を使用すると、欧州特許出願第０７００３１９１号および同第０７００６６８１号において記載されている２つのアンテナの場合のように、信号のＳＣ特性が尊重されない。]
[0067] 提案するＳＣ−ＱＯＳＴＦＢＣ符号を以下に説明する。]
[0068] 方程式（６）および（７）の意味付けを、次式のＱＯＳＴＦＢＣ符号に対応するように変更する：



…（１９）



…（２０）]
[0069] 組（ｋ1，ｋ2）を形成する。ただし、ｋ1，ｋ2∈｛０，１，．．．．Ｍ−１｝（ｋ2＝（ｐ−１−ｋ1） ｍｏｄ Ｍ）であり、式中、ｐは偶数の整数であり、ＭはＤＦＴのサイズを表す。]
[0070] 次式を選択する：



…（２１）
式中、



は瞬間ｔ1，ｔ2におけるＤＦＴの出力でのサイズＭのベクトルである。ｋ1が偶数であるときには符号化行列



を考慮してＱＯＳＴＦＢＣ符号化を行い、ｋ1が奇数であるときには符号化行列



を考慮してＱＯＳＴＦＢＣ符号化を行う。古典的には、２つの瞬間ｔ1，ｔ2は連続しているが、それは必須ではない。]
[0071] サイズＭのベクトル



に適用されると、それを



…（２２）
となる（サンプルの順序を反転させ、ステップｐの循環シフトを適用することに対応する）ようなサイズＭのベクトル



に変換する演算を、Ｆｌｉｐpにより示す。また、サイズＭのベクトル



に適用されると、次式：



…（２３）
により与えられるサイズＭのベクトル



を発生させるであろう複素共役および正負反転(sign alternate)演算として、Ａｌｔｃｏｎｊを定義する。]
[0072] 次式であることが分かる：



…（２４）]
[0073] この結果、アンテナの間の関係が図１０に示すようになる。] 図１０
[0074] この解決策は、すべての偶数のＭについて、および偶数個のＯＦＤＭＡに類似のシンボルを含む符号化されたブロックについて、適用可能である。符号化に関与する副搬送波間の距離は、パラメータｐにより固定されている。ｋ1とｋ2との間の最大距離を最小化するためには、ｐ＝Ｍ／２を選択すべきである。他のｐ（偶数）を選択しても、有効なＳＣ−ＱＯＳＴＦＢＣマッピングが導かれる。Ｍ＝８、ｐ＝４についてのかかるマッピングの例を図１１に示す。] 図１１
[0075] 関連付けられるシンボルは、周波数において大きく隔てられていることがあり、これらの周波数は異なるチャネル応答に対応するため、性能がわずかに低下する。この解決策は、送信レートをチャネルの使用につき１シンボルに保つ。アンテナの順序の反転／入れ替えだけでなく、行列



に対して行／列の置換、複素共役、または正負反転を行っても、等価な符号が得られる。]
[0076] また、対応するベクトル



の反転ＤＦＴを計算することにより得られる等価なコンステレーションポイントを４つの送信アンテナ上で送ることにより、時間領域における実装も可能である。]
[0077] また、ＱＯ−ＳＦＢＣ方式について行ったのと同じやり方で、この方式を８以外の次元に拡張することが可能であることにも留意されたい。]
[0078] 同じＱＯ特性を有する、複数の異なる等価なマッピングが可能である。]
[0079] 例として、第２の可能性は、次式の行列に対応する：



…（２５）



…（２６）
ここで、ｋ1，ｋ2，ｔ1，ｔ2については上記と同じ取り決めを用いる。この第２の可能性は、図１２に示すものに対応し、Ｉｄは恒等関数を表す。] 図１２
[0080] 第３の可能性は、次式の行列に対応する：



…（２７）



…（２８）]
[0081] この第３の可能性は、図１３に示す表現に対応する。図１３からは明白でないが、方程式（２７）および（２８）においては明らかなように、第１および第３のアンテナの間には直交性が存在する。実際、ＴＸ１（ｔ1およびｔ2）とＴＸ３（ｔ1およびｔ2）との間には直交性が存在する。] 図１３
[0082] すべてのこれらの等価な符号化方式は、ＳＣ（ｐ）方式、またはこれと直接的に等価な方式により、４つのアンテナからなるグループにおけるアンテナの２つの組を、アンテナの番号付けに関わらず関係付けるというものである。４つのアンテナからなるグループにおけるアンテナの組のそれぞれに含まれる２つのアンテナをＳＣ方式に基づく関係により関係付け、互いに異なる組に属する２つのアンテナを、単一搬送波特性を保つ関係により関係付けることにより、低ＰＡＰＲの符号化方式が確実に定義される。さらに、良好な性能を有する擬似直交方式であることも確保される。単一搬送波特性を保つ関係は、数多く存在し、周知である。例えば、恒等なもの(identity)、送信シンボルのＭを法とするインデックスをシフトすることで構成されるシフト関係、方程式（２２）により定義されるＦｌｉｐ関係、方程式（２３）により定義されるＡｌｔｃｏｎｊ関係、および言うまでもなくＳＣ関数そのものなどが挙げられる。これらは例示にすぎず、単一搬送波特性を保つ他の関係を使用することもできる。]
[0083] 他のアプローチでは、２つの送信アンテナだけを使用して、２つの時間インターバルｔ1およびｔ2にわたり動作することができる。方程式（１０）および図６は、次式の置換を行う他はそのままである：



…（２９）] 図６
[0084] アンテナの順序の反転／入れ替えだけでなく、行列



に対して行／列の置換、複素共役、または正負反転を行っても、等価な符号が得られる。この符号は、前述の半分のレート（チャネルの使用につき１／２シンボル）を有する。]
[0085] この考えを上記のやり方で一般化することが可能である。しかし、この手順を図１２に提示するＱＯ−ＳＴＦＢＣ方式（前段落におけるようにＱＯ−ＳＦＢＣ方式ではなく）に適用すると、時間的に反復されるＡｌａｍｏｕｔｉに類似の方式（ＳＣ−ＯＳＦＢＣ）が得られ、１／２レートの方式が得られることに留意しなければならない。これは、１／２レートの方式を得るにはより自然な方法（最も効率的とは限らない）であると思われる。] 図１２
[0086] 上に提示したすべての方式についての符号化器の周波数における実装の第１の変形を図１４に示し、第２の変形を図１５に示す。２つの実装間の相違は、軽微なものであり、周波数マッピング関数に対するＳＦＢＣ符号化関数の配置に対応する。周波数マッピング関数には、必要に応じ、ゼロ挿入、パルス整形モジュールなども含まれる。これらの実装は、非常に一般的なものであり、いずれのＳＦ／ＳＴ／ＳＴＦ符号化（本特許出願の対象とならない古典的なものも含む）にも適用可能であることに留意しなければならない。本発明部は、各方法について示した式に対応する「ＳＦ／ＳＴＦ符号化」ブロックに含まれる。] 図１４ 図１５
[0087] 符号化器の時間領域における実装を図１６に示す。ここでもやはり、この実装は非常に一般的なものである。本発明部は、（１１）において示した式、またはＳＴＦＢＣ型符号に対するそれらの等価物に対応する「４×４ＳＴ符号化」ブロックに依拠する。] 図１６
[0088] 復号器の実装を、１つの受信アンテナについては図１７に提示し、複数の受信アンテナについては図１８に提示する。本発明の特徴の利益を得るため、復号は周波数次元で行うのが好ましい。それにも関わらず、この実装は非常に一般的なものである。本発明は、部分的にはＳＦ／ＳＴＦ復号ブロックそのものに依拠しているが、少なくとも提示した方式のほとんどについては、この種の単純な復号を実行可能であることにも依拠している（この種の単純な復号では、ＳＦ／ＳＴＦ復号ブロックが一度に４つの搬送波のサブセットしか処理せず、異なるサブセットの搬送波は互いに独立して復号される）。この最後の特性は、１つのブロック内で時間次元において定義されているであろうほとんどの方式で達成されないものである。他方、隣接する副搬送波に対して行われる古典的ＱＯ−ＳＦＢＣ方式も、この特性を有するが、一定の包絡線特性を伴わない。] 図１７ 図１８
[0089] マルチアンテナの場合（図１８、Ｎｒ個の受信アンテナ）におけるＳＦ／ＳＴＢ−ＢＣ復号の複雑さに関して、ＭＭＳＥ復号器（可能な復号器の例として）は整合フィルタ（サイズ４×４Ｎｒの複素行列またはサイズ８×８Ｎｒの実行列による乗算）で構成され、最大でも４×４の複素線形システムの解決(resolution)（または８×８の実線形システムの解決）が続く。いずれにしても、これに伴う複雑さは実現可能な程度である。] 図１８
[0090] ＭＭＳＥＭＩＭＯ復号およびＱＯＳＦＢＣへの適用に関して、方程式（６）（取り決め（８）および（９）を伴う）により示される符号



を、ＮＴｘ＝４個の送信アンテナおよびＮＲｘ個の受信アンテナを有するシステムにおいて使用することを考える。復号は、４つの副搬送波の複数のグループに対してインデックス（ｋ1，ｋ2，ｋ3，ｋ4）を用いて別々に行われる。各インデックス間の関係は、（８）に与えられたものである。



は、（９）に示す４つのシンボルにより形成される次式のベクトルとする：



…（３０）]
[0091] は、次式のようなサイズ４ＮＲｘの受信列ベクトルとする：



…（３１）
式中、



は受信アンテナｉ上でｋI番目に使用される副搬送波（



）で受信されたサンプルである。]
[0092] ｋ番目に使用される副搬送波ｆkでのｊ番目の送信アンテナ（ｊ＝１．．．４）からｉ番目の受信アンテナ（ｉ＝１．．．ＮＲｘ）への送信に対応するチャネル係数を



により示す。また、以下の行列も定義する：



…（３２）]
[0093] これらの定義により、送信を線形形式で次式のようにモデル化することができる：



…（３３）
式中：



…（３４）
および



…（３５）
であり、ηは分散σ2の加法性ホワイトガウスノイズである。]
[0094] 方程式（７）（同じ取り決め（８）および（９）を伴う）により示される符号



を復号したい場合は、方程式（３３）はそのままに、



および



を次式のように定義する：



…（３６）



…（３７）]
[0095] ＳＣ−ＳＴＦＢＣ符号について等価な行列を定義することができる。次式の置換を行うことにより、上記のすべての方程式がそのまま有効となる：



および]
[0096] より一般的には、本明細書において想定されるすべてのＱＯ方式についてかかる変換が存在し、送信をモデル化する線形表現が存在する。]
[0097] 線形化関係式（３３）が成立すると、符号は、例えば次式の古典的なＭＭＳＥ（最小平均二乗誤差）復号器を使用することにより、容易に復号することができる：



…（３８）]
[0098] （．）Hにより転置および複素共役演算を示し、



は４次の恒等行列を表す。]
[0099] ＺＦ（ゼロ強制(zero forcing)）アプローチの場合は、次式の結果となる：



…（３９）]
[0100] 線形チャネルモデル（３３）が妥当であれば、より複雑かつ非常に古典的なやり方で、ＭＬ復号器を想定することができることに留意されたい。]
[0101] 前述のＱＯ方式では、異なる送信アンテナ間の空間相関が非常に高い場合に、性能が低下する恐れがある。ＱＯ方式に使用することが提案された特定の符号化Ａ行列について、空間相関が１である傾向があるときは、ＭＭＳＥ受信機（添付書類１を参照）において使用される行列



のいくつかの固有値が０である傾向があり、これによりＭＭＳＥ受信機についての性能が低下する、ということを数学的に証明することができる。この性能低下は、高い空間相関についてシミュレーションを行うことで検証される。さらに、かかる特性により、考えられるほとんどの受信機ルゴリズム（例えばゼロ強制またはＭＬ）の性能が低下することを示すことができる。]
[0102] この問題を概ね克服する非常に単純な方法は、時間領域における遅延または好ましくは循環シフトにより、異なる送信アンテナ間の空間相関を解除するというものである。図１９は、シフト演算が導入された上記のＭＩＭＯ方式のいずれかによる符号化器を表し、シフト値が各送信アンテナ上ですべて等しいわけではない。このシフトは、符号化シーケンスのサイズＮよりも小さい指示値Ｌiの時間シフトである。シフトは、Ｎを法として行われる。図２０は、シフトの代わりに値Ｌiの遅延演算が使用された符号化器の他の実施形態を示す。シフトまたは遅延演算の両方とも、異なるアンテナの相関を解除に導き、空間相関が高い場合の性能をとりわけ改善する。] 図１９ 図２０
[0103] 本発明は、複数の送信機を使用するいずれの送信システムにも適用することができる。無線システムに関わる可能性が非常に高いが、例えば、クロスオーバー干渉が生じるであろう有線送信に使用することができ、またはピーク対平均電力比が課題となり得る任意の他のシステムにおいて使用することもできる。さらに、本発明はＳＣ−ＦＤＭＡ／ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭのコンテキストにおいて説明した。しかし、いかなる変調方式にも本発明を使用することができる。ただし、真の利益は包絡線の変動の少ない変調についてのみ生じる。サイクリックプレフィクスにより、周波数領域における実装が単純化される。しかし、それがなくとも、周波数領域における受信機の他の実装は可能である。ただし、より複雑なものになろう。かかる実装の例には、オーバーラップ法（例えばオーバーラップ加算法(overlap-add)またはオーバーラップセーブ法(overlap-save)）がある。オーバーラップセーブ法では、Ｎ個の受信サンプルが周波数領域において処理され、Ｋのみが時間領域に保たれる。対応する処理窓は重なっているため、すべての受信サンプルが確実に処理される。]

权利要求:

請求項1
少なくとも４つの送信アンテナを備える放射器による無線データ放射方法であって、第１のアンテナ上で送信される信号は、周波数領域において、サイズＭのＤＦＴの結果であると考えられ、前記第１のアンテナ上でＭ個の副搬送波の各々でシンボルが放射されることになり、ＳＣ（ｐ）関係は、式（ｋ＝０〜Ｍ−１）により定義され、第１のアンテナ上で放射すべき信号Ｓから第２のアンテナＴｓ上で放射すべき信号を与え、ただし（ｋ＝０〜Ｍ−１）であり、ｐは０とＭ−１との間のパラメータであり、ｋは周波数領域における各副搬送波についてのインデックスであり、４つのアンテナからなるグループのそれぞれは、アンテナの組を２つ定義し、前記方法は、各アンテナ上で信号を放射するステップを含み、このステップにおいて、−４つのアンテナからなるグループのそれぞれについて、１〜３個のアンテナを備えるいずれの不完全グループも、完全なグループにおいて、−各組において、アンテナ上で放射される信号が、前記ＳＣ（ｐ）関係により関係付けられ、−第１の組のアンテナのうち一方で放射される信号と、第２の組のアンテナのうち一方で放射される信号とが、単一搬送波特性を保つ第２の関係により関係付けられ、−４つのアンテナからなる第１のグループのアンテナのうちの１つのアンテナ上で放射される信号と、別のグループの１つのアンテナ上で放射される信号とが、単一搬送波特性を保つ第３の関係により関係付けられた後に、その完全なグループにおいていくつかのアンテナが抑制されたものとして扱われる、無線データ放射方法。
請求項2
前記第２の関係は、式（ｋ＝０〜Ｍ−１）により定義される関係Ｓｈｉｆｔ（ｐ）であることを特徴とする、請求項１に記載の無線データ放射方法。
請求項3
ｐ＝Ｍ／２であることを特徴とする、請求項２に記載の無線データ放射方法。
請求項4
前記第２の関係は、式（ｋ＝０〜Ｍ−１）により定義される関係Ｆｌｉｐ（ｐ）であることを特徴とする、請求項１に記載の無線データ放射方法。
請求項5
前記第２の関係は、式（ｋ＝０〜Ｍ−１）により定義される関係Ａｌｔｃｏｎｊであることを特徴とする、請求項１に記載の無線データ放射方法。
請求項6
前記第２の関係は、共役であることを特徴とする、請求項１に記載の無線データ放射方法。
請求項7
前記第２の関係は、恒等であることを特徴とする、請求項１に記載の無線データ放射方法。
請求項8
前記第３の関係は、Ｓｈｉｆｔ関係であることを特徴とする、請求項１〜７のいずれか一項に記載の無線データ放射方法。
請求項9
前記第２の関係は、同じ時間スロットのシンボルに適用されることを特徴とする、請求項１〜８のいずれか一項に記載の無線データ放射方法。
請求項10
前記第２の関係は、異なる時間スロットのシンボルに適用されることを特徴とする、請求項１〜８のいずれか一項に記載の無線データ放射方法。
請求項11
前記第２の関係は、連続する時間スロットのシンボルに適用されることを特徴とする、請求項１０に記載の無線データ放射方法。
請求項12
各送信アンテナ上で時間シフト演算が導入され、各アンテナに適用されるシフト値Ｌiは、符号化シーケンスのサイズＮよりも小さく、複数のアンテナに適用される前記シフト値Ｌiは、すべて等しいわけではなく、各アンテナに適用される前記シフト値Ｌiは、Ｎを法として適用されることを特徴とする、請求項１〜１１のいずれか一項に記載の無線データ放射方法。
請求項13
各送信アンテナ上で時間遅延演算が導入され、複数のアンテナに適用される遅延値Ｌiは、すべて等しいわけではないことを特徴とする、請求項１〜１１のいずれか一項に記載の無線データ放射方法。
請求項14
請求項１〜１３のいずれか一項に記載に従い信号を送信する手段を備えることを特徴とする、少なくとも４つの送信アンテナを備える無線データ放射器。
請求項15
請求項１〜１３のいずれかに従って送信される信号を復号する手段を備えることを特徴とする、無線データ受信機。